1 files changed, 0 insertions, 234 deletions
diff --git a/sem5/information-theory/lectures/lecture4.tex b/sem5/information-theory/lectures/lecture4.tex
deleted file mode 100644
index 0c2d14f..0000000
--- a/sem5/information-theory/lectures/lecture4.tex
+++ /dev/null
@@ -1,234 +0,0 @@
-\subsection{Лекция 4 (23.09.21)}
-
-\subsubsection{Частотное представление стационарных сигналов. Дискретные
-спектры.}
-
-Предположим, что случайный процесс задан на интервале $[-T; T]$. Тогда
-соответствующая ему корреляционная функция $R_u(\tau)$ должна
-рассматриваться на интервале \ldots{} . При этом должно выполняться
-равенство $\tau \in [-2T; 2T]$. Будем считать корреляционную функцию
-$R_u(\tau)$ условно продолжающейся с периодом $4T$. Тогда для неё
-можно записать пару преобразований Фурье:
-
-\begin{equation*}
-  R_u(\tau) = \frac{1}{2} \sum_{k = -\infty}^\infty D_k e^{jk\omega_1 \tau} 
-\end{equation*}
-Где
-\begin{equation*}
-  D_k = \frac{1}{2T} \int_{-2T}^{2T} R_u(\tau) e^{-jk\omega_1 \tau} d\tau 
-\end{equation*}
-и 
-\begin{equation*}
-  \omega_1 = \frac{2\pi}{4T} = \frac{\pi}{2T} 
-\end{equation*}
-
-Учитывая то, что корреляционная функция является функцией чётной, то
-$D_k$ можно представить на полупериоде, то
-\begin{equation*}
-  D_k = \frac{1}{2T} \int_{0}^{2T} R_u(\tau) e^{-jk\omega_1 \tau} d\tau 
-\end{equation*}
-
-Пусть $\tau = t_1 - t_2$. Тогда корелляционная функция будет
-представляться следующим образом:
-\begin{equation*}
-  R_u(t_1 - t_2) = \frac{1}{2} \sum_{k = -\infty}^\infty D_k e^{jk\omega_1 t_1} e^{-jk\omega_1 t_1}
-\end{equation*}
-
-Сравнивая с данным разложением корелляционной функции с каноническим
-разложением кореляционной функции можно заметить, что $\phi_k(t_1)$ и
-$\phi_k(t_2)$ будут представляться через экспоненциальные функции.
-$\phi_k(t_1) = e^{jk\omega_1 t_1}$, $\phi_k(t_2) = e^{-jk\omega_1 t_2}$
-
-Возьмём соответствующее этому каноническое разложение центрированного
-случайного процесса, то есть
-\begin{equation*}
-  U^o (t) = \frac{1}{2} \sum_{k = -\infty}^\infty C_k e^{jk\omega_1 t} 
-\end{equation*}
-
-добавим для обобщения мат ожидание стационарного случайного процесса. В
-результате при объединении экспоненциальных составляющих с одинаковыми
-по абсолютной величине индексами разных знаков стационарный случайный
-процесс на ограниченном интеравале времени будет представляться суммой
-гармоник. То есть
-\begin{equation*}
-  U(t) = m_u + \sum_k (a_k \cos (\omega_1 t) + b_k \sin(\omega_1 t))) 
-\end{equation*}
-
-где $\omega_1 = \frac{\pi}{2T}$, $m_u$ --- мат ожидание
-стационарного процесса, $a_k$ и $b_k$ --- неслучайные величины.
-
-Эта форма показывает, что получившиеся спектры являются линейчатыми, то
-есть каждой гармонике на спектральной диаграмме будет соответствовать
-вертикальный отрезок, длина которого пропорциональна дисперсии амплитуд.
-
-\#\#\# Частотное представление стационарных случайных сигналов.
-Непрерывные спектры.
-
-Для описания случайного стационарного сигнала возьмём интервал
-$(-\infty; \infty)$ и построим его интегральное каноническое
-разложение. Для этого немного изменим для кореляционной функции.
-\begin{equation*}
-  R_u(\tau) = \frac{1}{2} \sum_{k = -\infty}^\infty \frac{D_k}{\Delta \omega} e^{jk\omega_1 \tau} \Delta \omega 
-\end{equation*}
-
-Где $\Delta \omega$ --- шаг по частоте и он равен
-$\omega_{k + 1} - \omega_k = \frac{\pi}{2T}$. \ldots{} характеризующий
-интервал частот между соседними гармониками.
-
-Обозначим через
-\begin{equation*}
-  S_u(k \omega_1) = \frac{D_k}{\Delta \omega} = \frac{2T D_k}{\pi} 
-\end{equation*}
-
-Функция $S_u(k \omega_1)$ будет называться \textbf{средней плотностью
-дисперсии стационарного процесса}. По сути своей данная функция является
-дисперсией, которая приходится на единицу длины частотного интервала.
-
-С учётом сделанных обозначений формула для кореляции будет иметь
-следующий вид:
-\begin{equation*}
-  R_u(\tau) = \frac{1}{2} \sum_{k = -\infty}^\infty S_u(k\omega_1) e^{jk\omega_1 \tau} \Delta \omega 
-\end{equation*}
-
-С учётом \ldots{} можем записать в следующем виде
-
-\begin{equation*}
-  S_u(k \omega_1) = \frac{1}{\pi} \int_{-2T}^{2T} R_u(\tau) e^{-jk\omega_1 \tau} d\tau 
-\end{equation*}
-
-Осуществим предельный переходи при $t \to \infty$. Получим:
-$S_u(k \omega_1) \to S_u(\omega)$, $k\omega_1 \to \omega$,
-$\Delta \omega \to d\omega$
-
-Тогда получим для кореляции: 
-
-\begin{equation*}
-  \begin{cases}
-    R_u(\tau) = \frac{1}{2} \int_{-\infty}^\infty S_u(\omega) e^{j\omega\tau} d\omega \\
-    S_u(\omega) = \frac{1}{\pi} \int_{-infty}^\infty R_u(\tau) e^{-j\omega\tau} d\tau
-  \end{cases}
-\end{equation*}
-
-Величина $S_u(\omega) d\omega$ по смыслу \ldots{} представляет собой
-дисперсию, приходящуюся на спектр частот
-
-Функция $S_u(\omega)$ характеризует распределение дисперсии случайного
-процесса по частотам и называется \emph{спектральной плотностью
-стационарного случайного процесса}. Аналогично вышеизл мат. если мы для
-кореляционной функции применим каноническое разложение, то получим
-следующую формулу:
-\begin{equation*}
-  R_u(\tau) = \frac{1}{2} \int_{-\infty}^\infty S_u(\omega) e^{j\omega\tau_1} e^{-j\omega\tau_2} d\omega 
-\end{equation*}
-
-Согласно данному каноническому представлению дисперсии построим
-каноническое распределение случайного процесса. Для этого
-\begin{equation*}
-  U^o(t) = \frac{1}{2} \sum_{k = -\infty}^\infty \frac{C_k}{\Delta \omega} e^{jk\omega_1 t} \Delta \omega 
-\end{equation*}
-
-Введём обозначение $G_u(\omega_k) = \frac{C_k}{\Delta \omega}$ и
-осуществим предельный переход. Тогда центрированный случайный процесс
-будет иметь следующий вид:
-\begin{equation*}
-  U^o(t) = \frac{1}{2} \int_{-\infty}^\infty G_u(\omega) e^{j\omega t} d\omega 
-\end{equation*}
-
-В силу сделанных обозначений очевидно, что функция
-$G_u(\omega) d\omega$ является случайной функцией с дисперсией
-$S_u(\omega) d\omega$ приходящейся на спектральную составляющую .
-
-\subsubsection{Спектральная плотность мощности.}
-
-Перейдём к одностороннему спектру для положительных частот. Для функции
-$S_u(\omega)$ применим формулу Эйлера и представим её \ldots{}
-\begin{equation*}
-  S_u(\omega) = \frac{1}{\pi} \int_{-\infty}^\infty R_u(\tau) \cos(\omega \tau) d\tau - \frac{j}{\pi} \int_{-\infty}^\infty R_u(\tau) \cdot \sin (\omega \tau) d\tau 
-\end{equation*}
-
-В силу чётности \ldots{} а первый интеграл мы можем записать для
-положительных частот:
-\begin{equation*}
-  S_u(\omega) = \frac{2}{\pi} \int_0^\infty R_u(\tau) \cos(\omega \tau) d \tau 
-\end{equation*}
-
-Отсюда следует, что $S_u(\omega)$ также является действительной и
-чётной функцией, а след. таким же образом мы можем ограничить и корел.
-функиц.
-\begin{equation*}
-  R_u(\tau) = \int_0^\infty S_u(\omega) \cos(\omega\tau) d\omega 
-\end{equation*}
-
-Если в данном выражении $\tau$ положить $0$, то мы получим формулу
-для дисперсии. \begin{equation*}
-  R_u(0) = D_k = \int_0^\infty S_u(\omega) d\omega
-\end{equation*}
-
-Соответственно дисперсия будет характеризовать мощность сигнала, поэтому
-функцию $S_u(\omega)$ называют \emph{спектральной плотностью
-мощности}.
-
-\subsubsection{Преобразование непрерывных сигналов в дискретные.}
-
-\paragraph{Формулировка задачи дискретизации}
-
-Дискретизация сигнала --- это первообразные функции непрерывного
-аргумента в функцию дискретного времени. То есть дискретизация
-заключается в замене непрерывного сигнала $U(t)$ совокупностью
-координат $[c_1, c_2, \dots, c_n] = A[u(t)]$, где $A[.]$ ---
-некоторый оператор.
-
-С точки зрения простоты реализации целесообразно использовать линейные
-операторы, в частности для определения координат сигнала удобно
-использовать соотношение
-\begin{equation*}
-  C_i = A[u(t)] = \int_T \phi_i(t) u(t) dt \quad (1) 
-\end{equation*} 
-
-Где $\phi_i(t)$ --- набор базисных функций (как правило ортогональных).
-
-При последующем использовании дискретного сигнала для цели управления им
-обычно осуществляется его восстановление с использованием другого
-заданного оператора: 
-\begin{equation*}
-  U^*(t) = B[c_1, c_2, \dots, c_n] 
-\end{equation*}
-
-Если у нас дискретизация осуществлялась помощью оператора (1), то для
-восстановления будет использован следующий оператор:
-\begin{equation*}
-  U^*(t) = \sum_{i = 1}^N c_i \phi_i(t) 
-\end{equation*}
-
-Следует отметить \ldots{} в следствии применения операции интегрирования
-будет обладать высокой помехоустойчивостью, но при этом будет иметь
-место задержка сигнала на интервал интегрирования $T$, поэтому
-наиболее часть дискретизация сводится к замене сигнала совокупностью его
-мгновенных значений в отведённые моменты времени. При этом эта
-совокупность будет называться \textbf{выборкой мгновенных значений}. Это
-достигается использованием дельта-функций в качестве набора базисных
-функций. В результате получится некоторая решётчатая функция с
-координатами $c_i = u(t_i)$. При этом если шаг дискретизации будет
-постоянным, то дискретизация будет называться \textbf{равномерной}.
-
-При восстановлении таких непрерывных сигналов для обеспечения простоты
-реализации широго применяются неортогональные базисные функции, в
-частности используются степенные алгебраические полиномы.
-Восстановленный сигнал будет в этом случае:
-\begin{equation*}
-  U^*(t) = \sum_{i = 0}^N a_i t^i 
-\end{equation*}
-
-Представление непрерывного сигнала некоторой совокупностью
-равноотстоящих отсчётов является наиболее распространённым способом
-дискретизации. Обычно она осуществляется для дальнейшего преобразования
-сигнала в цифорвую форму. В результате цифрового кодирования дискретного
-сигнала происходит его квантование, то есть замена в соответствующие
-моменты времени мгновенных значений ближайшими разрешёнными. При этом
-сигнал оказывается дискретным как по множеству значений, так и по
-времени. Преимуществом такого представления сигнала состоит в том, что
-множество уровней квантования можно представить небольшим количеством
-разрядов. Кроме того при цифровом представлении сигнала для его
-обработки могут быть использованы сложные алгоритмы, в том чистле
-алгоритм поиска и исправления ошибок при передаче.
-